从附表中可以了解到几种颇具代表性的MOS管的主要特性数据。现以日立公司的老牌LDMOS管K135／J50为例加以说明。K135／J50的栅一源开启电压阈值为一0．15～一1．45V。实测当Io=10mA时VO．25V，而当I~=100mA典型值时V 增加到0,6～0、85V。可见场效应管的压控特性决定了栅一源损耗电压是随漏极电流I 增大而上升的(相对于这一点，双极晶体管的V 几乎恒为0．7V)。M OS管的内部损耗主要取决于漏源导通电阻R 、的大小。K1 35／J50的参数中没有直接给出RDs 1这一项，但是通过漏源导通电压VDs(sat)：12V和ID 7A两个数据，利用公式RDs(oN)=UDs )／ID可计算出K135／J50的R 、约为1．7 Q。这相当于把一个1．7 Q的电阻与负载串联，对于标准的8 Q负载而言其损失的功率已接近20％ 。如果考虑到扬声器在低频时阻抗骤跌及场效应管的负温度电压一电流特性(即温度上升时电流下降，也就是这时R 增大)，那么MOS管的实际内部损耗将更大。相比之下，双极晶体管的情况就大不相同。例如，东芝的A1265／C3182，当Ic=7A时V 、=2V。如果输出为二级射随器，那么加上末前级的损耗(<1V)，总的V 。(sat)<3V。这与K135／J50的VDs(sat)=12V相比，孰优孰劣自然不言而喻。

(2)NOS功车管的线住输出电流
　　如前所述，在相同的电路条件下仅将电源电压增加±5V左右并不能使MOS功率输出级获得与双极管等同的功率。我们往往对MOS管实际工作时的动态损耗估计不足。设一个100W 的后级，当负载为8 欧姆时，对双极管而言电源电压为V_Gc (8P。×RL) +2×[VcE(sat)+I ( )×RE　如这时的IcM=5A、vc。1．5V、RE=0．22 Q，那么VC 85．2V (±43V)。对MOS管而言，同样可以算出V?=99．2V (±50V)。当然，这是理论上的且是最大功率下的值，实际中使用非稳压电源时的空载电压显然还要高。

　　事实上，100W／8 Q双极晶体管功放的交流二次侧供电值大约是AC 33V ×2。当按通常作法用AC38V×2为MOS功放供电时P 只能达到70～80W ，而且日立MOS管的高R 是依靠功放NFB网络来改善总体内阻的，因此实际大输出时的听感缺乏力度(当功放设计为无反馈时更加不妙)。于是便产生了对MOS管的种种误解，如MOS管大电流时线性不佳就是其中之一。

　　其实与双极晶体管相比，MOS管除了高频特性优良、失真以偶次谐波为主外，由于无二次击穿现象，因此日立公司给出K135／J50等MOS管的应用电流可接近推荐的极限。VMOS管的线性电流可达数十安培，UHC—MOS管的脉冲电流更是高达300A以上。那么MOS音响管为什么会被误解为大电流线性差呢?其根本原因还是对MOS管内阻所引起的功率损耗没有足够的认识以及相应的对策。VMOS、UHC-MOS管的内阻虽然很小，但是大电流下的V 却高达5V以上，所以同样应予以重视。

3、MOSFET输出级效率的提高

　　MOS功率输出级的损耗总是比双极晶体管的大，这是其固有特性所决定的。这里所说的提高其实应该是如何减少MOSFET输出级的功率损耗。

　　①如要在同等电路下取得与双极晶体管相同的输出功率，那么MOS输出级的电源电压应比用双极管时高±10V以上。当要减少MOS管损耗时，可采取电压级与电流级分别供电的方式。这时，电流级和电压级分Nl：k,双极管输出级高±5V和± 10V。

　　②运用多管并联输出级。多管并联是为了降低MOS功率管的等效通态电阻，而不是所谓的为了改善MOS管大电流线性不佳。多个MOS管并联除了能增加电流驱动力外，还可大大减少功率损失，并且改善开环内当K135／J50 4组并联时，等效内阻降为单管的1／4即0．4 Q以下，对8 欧负载功率损耗也相应地由20％减至5％)。另外，MOS管的并联参数误差可比双极管适当放宽，即并联管误差稍大也不至于使听感变劣。

　　③采用共源输出级，即双极管的集电极输出形式。该输出方式对VMOS管更为适用，这是因为VMOS管的电流大、内阻小，电路设计合理时可兼顾良好的效率、很低的失真和低输出阻抗。这时的电源电压只要比双极管电路高±3～±5V即可。

　　笔者用运放OPA604~DVMOS管IRF540／9540~1作了一个共源输出级放大器，规格是v 为±40V，Po为60W／8 Q、100W／4 Q。实际的试听效果表明其驱动力不弱，发热量也不见得比双极管大。作为音响发烧友，笔者当然希望能在不久的将来用上全面达到当今双极管配对要求甚至超越双极管的互~+FET、耐高压的UHC-MOS互补功率管。这对于瞬息万变的今天来说不是什么幻想，但有一点，希望到时候那些“补品”的价格不要太高了。