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新型的功率放大级——丁类放大器 1970/01/01 19:07 点击:766 / 回复:0

 

 
 
沈成衡
中型以上的低频放大器的末级,常采用甲乙类甚至乙类放大。但是效率不超过60%到70%。而30 %到40%的电力是白白地消耗在电子管中了。
本文介绍的丁类放大器,就是利用脉冲技术来提高效率的一种新的放大器的设计。丁类放大器的基本原理如图1的方块图所示。把要放大的低频信号先输入普通音频电压放大器1,经放大后在变换器2中将由对称脉冲发生器3送来的两个对称脉冲加以宽度调制。调制后的脉冲送入末级放大级4,在放大级4中,一方面将调宽脉冲放大,另方面又将它重新变成音频信号输出。正因为末级输入是脉冲信号,故它的屏流导角很小,可获得很高的效率。
 
 
现在将它的工作原理简单地介绍如下。
图2是丁类放大器末级的原理图。图中由变压器T、电容器C1、C2和对称负荷电阻R1、R2组成脉冲储存器。
 
 
我们先来看一看在对称脉冲未被调制时(即没有音频输入)的情况。这时输入的是两个相位刚相反的对称脉冲U3及U4,它们的正负延续时间相等如图3甲,即tb=ta。我们可将它的工作情况分成几个阶段来分析:
1)自0-t1这时因U3为正,所以V1管开放,有屏流i1流经L1及电子管内阻Rp。Rp及L1的值选得使此电路的时间常数Tc=R很大。因此i1就慢慢成直线律增长,至t1时增至Ima,但因此时栅极电位U3突然变负,将V1管截止,i1停止(图3乙)。这时V1屏极上的电压由零增至Uma(图3戊),但和乙电源比起来却仍很小(这是因为L1的电感很大,Rp很小而脉冲屏流又很短,故大部分电压为L1中的自感反电势所抵消了的缘故)。和i1增长的同时,L1及L2中铁心的磁力线Φ也随着增长(图3丙),而将能量储存于磁场中。Lp
 
2)自t1-t2在t1时电子管V1封闭,i1虽马上停止,但L1及L2的铁心上的磁力线是不能立刻消失的。在磁力线逐渐减弱的过程中,使在L1及L2中都会感应出一个电势。在L1中的电势极性和Ea的相同,所以V1管的屏压将差不多为2Ea,但L2上的感应电势其极性与乙电源极性相反,所以它就通过二极管V4而产生电流i2。这样一来,V2管屏极上的电位就比地为负而将Ea抵消。所以在t1以后虽然V2管的栅位U4已变正(因它和U3是反相的),但仍然没有屏流。但因为由于反电势及其所产生的电流i2到底是要逐渐减小的,一当它消失后,即至t2时电子管V2就产生屏流i3。又因i2实际上是由i1引起的,所以它的开始值也就等于Ima。
3)t2—t3这段和上一段时间内(0—t1)相似,V2电子管由于加到其栅极上的是正脉冲(U4)而i2已变为零,即与Ea相反的电势消灭,电子管V2突然导电,但因L2自感的关系,又发生自感反电势,使屏压及屏流i3都不能突然上升。以后的情况就和第一段的时间内V1及L1的作用相同,不过脉冲变压器T中的磁力线方向正相反(图3丙)。在t3时的变化情况亦和t1时的变化情况相似,也就是说和自第一段转变为第二段时的情况相似。线圈L2中的电流i3转变为线圈L1中的电流i4。
4)自t3-t4通过V4的放电电流i4。及因之而引起的L1中的磁力线Φmb逐渐下降,这过程和第2段(t1-t2)的过程相似。经过二极管V4的电流i4一停止,B点的电位就等于零,因之电子管V1导电,产生屏流i1。此后所发生的过程就完全和已讲过的四个阶段的情况相同,如此循环不息。
若我们设法使加至V1及V2两电子管栅极的脉冲U3及U4不对称,即正脉冲的宽度和负脉冲宽度不等,例如图4那样ta大于tb,由于正脉冲宽度ta加长和负脉冲宽度tb减短,将使通过电子管V1屏流i1的终值(即图4中的Ima、I' ma、I"ma等)增大,而使通过电子管V2的屏流i3的终值(图4中的I' mb、 I"mb等)减小,而它们又互为因果,使i1越来越大,而i3则越来越小。另一方面由于在变压器线圈中出现直流分量Ioa及Iob以及AC两点(见图2)间电位的变化,而使各电流的增涨速率发生差异
 
那末怎样使低频电压放大呢?从上面知道,负荷电阻两端直流电压的高低是决定于输入正负脉冲宽度的差值,即ta和tb的差,两者的差值愈大这直流电压愈高。如果设法使本来为对称的脉冲的宽度随着要放大的低频电压(图5乙)的高低而作直线变化,即被低频信号作脉冲调宽(见图5,丙、丁)。这样只要脉冲频率选得足够高,在负荷电阻两端的电位差就随着低频信号而变化(详细情形在下面说明),但因经过V1及V2的放大作用,故其振幅就比原来的低频信号大多了(见图5戊)。
 
 
现在我们来谈谈对称脉冲是怎样发生的。这种Π形对称脉冲发生器,其基本原理和一般脉冲电路相似,有许多方法可以获得,我们这里只介绍一种比较简单的电路,如图6。
 
此电路实际上是由一个锯齿波振荡器(其电压如图5甲)加一个所谓制动多谐振荡器所组成。在稳定状态时电子管V3因它栅极上带正电,故有屏流;但电子管V2因阴极电阻R4上有V3管的屏流流过,产生很大的电压降使V2屏流截止。若当V2管的屏极上加一尖顶负脉冲时,此脉冲通过电容器C而加至V3管的栅极,使V3封闭,因而R4上的电压降消失,电子管V2导电。当V3导电V2封闭时,R5上没缪菇担欢鳹3的栅阴极好似一个二极管,有较大的栅流,因而R7上的电压降很大。所以C2两端电位差也很大,C2被充电(最终电压等于Ea减去R4上的电压降)。但当V2管导电后,C2充电电流就通过 V2管的内阻,电阻R7和乙电源内阻而放电,因此电阻R7的下端(即接V3管栅极那一端)就带负电位,使V3管在某一段时间内仍保持截止状态。随着C2的放电,V3管栅极上的负压逐渐减低而至导电。由于这电路有很强的正回授,故V3的导电和V2的截止都是跳跃式的,增长和减弱都很快。这样,就使输入为锯齿形的尖顶脉冲有可能变成平顶脉冲。当下一个负脉冲来到V2的屏极时上述过程又重复进行。当V3导电时,流过R6的屏流很大,电压降也大,故b点的电位很低;此时V2管是截止的, R5上没有电流流过,a点的电位就很高,等于Ea。反之,当V3管截止时,V2管导电,b点的电位等于 Ea,而a点的电位则很低。所以ab两点的电位就如图6上所示的那样为两个平顶脉冲。
至于V2屏极上的负尖顶脉冲,是由V1组成的间遏振荡器通过整流器D而供拾的,它的原理和普通的锯齿形振荡器完全一样,输出图形如图5甲所示。
图6ab两点输出的脉冲正负延续时间的长短,也就是V3管及V2管导电与截止时间的长短,由下列各因素决定:
1.加至V2管屏极负脉冲的到来时刻;
2.R7及C2的时间常数(R7×C2);
3.V2电子管的原始固定栅偏压;
4.加至V2电子管栅极的低频输入电压(因V2管的栅偏压等于固定栅偏压加R4上的降压再加低频输入电压)。
上述第1、2、3项可以分别调整有关各零件,如R7、C2和电位器R3等,而使V2管及V3管的截止和导电时间相同,也就是说使脉冲的正负延续时间在无低频输入时相同,成为对称脉冲。当加上第4项,即低频信号后,输出脉冲正负的宽度就随着这信号的振幅大小而变更了,于是就达到脉冲调宽的目的。
图6中的整流器D是用来隔开V1管的激发电路与V2、V3管电路用的,使屏电源Ea不致通过电阻很小的变压器T而加至V2的屏极,影响他们互相独立工作的能力。
进—步研究末级电路,我们就会发觉用来作图2中的两个电子管V1及V2的内阻要非常小(因为不小就不能使导电时的屏压(即U1及U2)差不多等于零(见图3戊、己)。当然一般三极管的内阻是比较小的,可是它的放大系数μ也很小,势必要用很高的脉冲电压,这就使脉冲发生器构造复杂,失去了丁类放大器的主要优点——经济性。若用一般五极管,它们的放大系数果然大,但在一般使用状态下内阻又很大。我们再仔细研究一下五极管的屏极特性曲线(图7),就可发现在帘栅极电压高于屏压那一段内内阻相当低(差不多只几百欧)。但是在帘栅极电压USG高于异压Up时,帘栅电流很大。再加与电子管并联的二极管的关系,当屏压还是有很小的负压而控制栅已进入截止点以右时(见图3甲、戊,及在t3时栅压U3已是正,而屏压U1却还是负的)帘栅电流就有了,而且很大。若不采取措施,限制帘栅流,那末乙电的消耗仍很厉害,也不是我们所希望的。
 
防止帘栅极过负荷的方法之一如图8所示,各电流及电压的图解见图9,基本情况和图3相似。图8中的输入点1的Π形脉冲U1(图9甲),由于整流器D1的作用,将它的正脉冲部分短路,故在点2的电压就变成如图9乙那样的单过负脉冲了。图8中R1、R3、R4和栅负偏压—Ec应选得在0——t1时间内(图9),即当电子管V1和屏极有很高的正压时(至于V1的屏压和V3的屏压即U3及U5的变化情况则和图3戊、己的U1、U2一样),使整流器D3右边的电压高于左边的电压,使它导电并使V1管控制栅上的电压为负;而在t1-t2(图9)时间内,即当V1管屏压为负时,使整流器D3封闭,因而V1管栅极与输入电路断开’使点4(图8)不致短路入地,因之仍能保持负电位,不使V1管导电。在t2瞬间点3的电压开始逐渐自零变正。随着该管屏压的增长,栅极上的负压逐渐减小,当到达某一点t'(图
9)时缩合栅压变为零,整流器D3导电,而将V1栅极与输入电路接通。自t'点开始一直到下一循环,放电二极管V2导电前(t4点以前),V1栅极是直接由点2(图8)上的电压所决定的。
 
 
另一边的电路(V3及V4等)的工作情况和上述的完全相同。
从图9丁中可看出电子管V1不像以前讲过的图2那样,它不单在另一管V3工作时间(0-t1,t3— t4)内封闭,就是在本边电路中当放电二极管V2导电时(t1-t2)亦被封闭;而且在t2时也不是突然导电,而是由于控制栅负压逐渐降低而导致的。由于V1电子管栅极电压负的时间增长,故大大减小了帘栅电流。只要仔细计算各零件的值,可以在不显著降低效率的条件下使帘栅流只有屏流的11 左右
我们现在来介绍一个实例。根据图1可以分成5部分来讲。其中第一部分和一般电压放大器的相同不再介绍,第2部分是脉冲发生器兼调制器,如图10。
 
 
信号由前级电压放大器经变压器交连至6SN7左管的栅极,经放大后由变压器T1输入另一6SN7的左管栅极作调制用。V1的右管作锯齿波发生器,电路和图6的同。使用频率可调整电位器R1在8千周到25千周内变化。电位器R2用来校准两脉冲,使成为对称(在无低频输入时)。
为了减少与末级输入的相互影响,V36SN7管采用阴极输出。
图中的变速变压器T1可用变压比为1∶1的一般音频变压器;变压器T2用10×15公厘的铁心(每片约厚0.35公厘),初级约60圈,次级约75圈,都用直径0.16公厘的漆包线绕制。
V3级的主要数据如下:脉冲的周期为40-125微秒;每管阴极输出约120伏;当输入信号电压不超过300毫伏时,最大调制系数为0.8左右。末级电路如图11所示,图中的脉冲变压器T1在介绍原理时(即图2中的L1及L2的组合)是假设它没有损失,且在两线圈中交换能量时是瞬时跳跃式的。但实际上由于变压器两线圈本身的潜布电容量及漏感,电流自一个线圈转移到另一线圈时不是跳跃式的,由于槽路的自由振荡,必须要有一段衰减振荡的时间,因之降低效率并发生失真。
变压器的品质因数Q愈高,上述所需要的时间也愈短,效率也愈高。
其次由于铁心的涡流所引起的损失也很大,为了减小漏感及涡流,两线圈应分节绕制,铁心要用较薄的(0.1公厘以下)硅钢片,最好是用铁淦氧磁物做成。
结束语丁类放大器最大的优点是效率高,放在大功率放大器中是有重大意义的。但是由于目前还有一些技术问题还未能很简单地解决,故一时还不能大量采用。其中除上述脉冲变压器的要求较高外,还要解决下面几个问题:计算输出变压器与负荷阻抗的匹配条件;降低非线性失真;在脉冲电压偶然消失时防止末级电子管因屏流过大而损坏;用简单的方法防止帘栅级过荷等等。
最后,若要使丁类放大器获得顺利发展,还须电子管厂能出产一些低内阻的脉冲五极管及高压旁热整流管。(沈成衡编写)
文章:youk [1970/01/01 19:07]
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